Структурный синтез устройств с мультидифференциальными операционными усилителями

Рис. 12. Звено R-фильтра с собственной компенсацией

и общей обратной связью

При сохранении оговоренного условия параметры звена определяются из следующих соотношений

(83)

В этом случае локальные передаточные функции, определяющие уровни динамического диапазона схемы, имеют вид

; (84)

, (85)

где параметры (84) при .

При выполнении условия идентичности максимальное выходное напряжение будет иметь следующий вид:

. (86)

Анализ модулей локальных функций (85) в диапазоне рабочих частот приводит к следующему результату:

; (87)

. (88)

Именно поэтому при большой добротности ()

. (89)

Таким образом, введение общей отрицательной обратной связи позволяет реализовать дополнительную параметрическую степень свободы, обеспечивающую необходимый компромисс между различными уровнями динамического диапазона.

6. Мультидифференциальные ОУ в аналоговых интерфейсах и портах ввода

Для обеспечения предметной универсальности СБИС «система на кристалле» необходимо обеспечить возможность использования в РЭА мостовых датчиков различного типа. Именно поэтому входные цепи портов должны обеспечивать высокое подавление синфазного сигнала. Принципиальная схема типового аналогового интерфейса (рис. 13) представляет собой классический инструментальный усилитель на ОУ1–ОУ3 и простейший фильтр нижних частот, действие которого направлено на ограничение спектра в структуре АЦ-преобразования.

Рис. 13. Принципиальная схема интерфейса AD 8555

При идентичности ОУ схема имеет не зависимый от дифференциального коэффициента усиления (К) коэффициент передачи синфазного напряжения (КСН). Однако для этого необходимо согласование всех резисторов при воздействии различных дестабилизирующих факторов. Анализ cхемы приводит к следующим результатам:

, (90)

, (91)

, (92)

где КСС – коэффициент передачи синфазного сигнала ОУЗ; – статический коэффициент усиления ОУЗ; , – относительная погрешность сопротивления резисторов; fГР, f1, – граничная частота инструментального усилителя и частота единичного усиления ОУ1, ОУ2.

Таким образом, для реализации относительно небольшого КСН= - 75 дБ необходимо обеспечить достаточно высокую точность идентичности сопротивления резисторов порядка 0,01 % при воздействии всего комплекса дестабилизирующих факторов. Иногда для решения этой проблемы используется периодическая настройка схемы за счет изменения коэффициента передачи резистивного делителя. Однако в этом случае возникает дополнительная погрешность:

. (93)

Эта погрешность ограничивает результирующую точность интерфейса. Из (91) следует, что для управления дифференциальным коэффициентом усиления необходимо варьировать сопротивление резистора r при условии согласования его временных и температурных дрейфов с базовым номиналом R. Кроме этого, на выходах ОУ1 и ОУ2 действует достаточно большое синфазное напряжение UC , которое и ограничивает максимальное выходное напряжение схемы и, следовательно, не позволяет использовать низковольтные ОУ.

Таким образом, традиционная схема предполагает использование технологически сложно реализуемых резисторов и трех высококачественных, потребляющих от источников питания большую мощность, операционных усилителей. Анализ схем современных ОУ показывает, что 50 % потребляемого ими тока приходится на выходной каскад, а попытки изменить это соотношение приводят к ухудшению многих качественных показателей функциональных устройств. Одним из выходов из сложившегося положения является создание для современной аналоговой микросхемотехники мультидифференциальных ОУ [4, 5].

Структура входных цепей специально созданных МОУ не только обеспечивает относительно высокое ослабление синфазного входного напряжения UC, но и позволяет организовать необходимые для реализации заданного коэффициента передачи автономные контуры обратной связи. Принципиальные схемы непрограммируемого (а) и программируемого (б) инструментальных усилителей показаны на рис. 14.

а) б)

Рис. 14. Принципиальные схемы инструментальных усилителей с МОУ

Для каждой из схем

. (94)

Отличие заключается в способе реализации дифференциального коэффициента усиления:

, (95)

, (96)

где к – состояние k-го ключа резистивной матрицы R-2R; N – число разрядов матрицы.

В силу того, что суммирование сигналов осуществляется во входных цепях МОУ, удается уменьшить число резисторов схемы и осуществить достаточно простое цифровое управление (рис. 14б) без применения прецизионных базовых номиналов. Однако при этом наблюдается зависимость коэффициента передачи синфазного сигнала от реализуемого коэффициента усиления схемы.

При создании экономичных аналоговых интерфейсов основной проблемой является расширение диапазона рабочих частот, который в первую очередь определяется частотой единичного усиления f1. Решение этой задачи без увеличения потребляемого тока может осуществляться применением принципа собственной компенсации влияния инерционных свойств аналоговых элементов. Вызванное влиянием частоты единичного усиления МОУ приращение передаточной функции любого устройства определяется следующим соотношением

, (97)

где – площадь усиления i-го МОУ; Fi(p) – передаточная функция, реализуемая на выходе i-го МОУ; Hi(p) – передаточная функция устройства при подаче сигнала на любой неинвертирующий вход; Fii(p) – передаточная функция на выходе i-го МОУ при подаче сигнала на его неинвертирующий вход.

 Скачать реферат